刘凤君
　　
　　（中国航天二院北京100039）
　　
　　摘要：本文介绍了高频UPS的一种SPWM节能控制的基本工作原理与控制方法；介绍了工频UPS的一种Udc-PWM控制的基本工作原理喻控制方法。并对典电路进行了优点分析和比较。　　
　　　　

2.2采用单极性SPWM相电压作驱动信号的节能控制
　　
　　三相半桥式高频SPWMBoostPFC整流器的节能控制，也可以采用其它的SPWM波形作为IGBT开关管的驱动信号，如图2中的相电压upa、upb、upc波形或图6（a）中所示的单极性SPWM相电压u’pa、u’pb、u’pc波形。但这些电压波形的特点是三相瞬时值之和不等于零，都含有零序谐波，但它们的基波电压之和等于零，故可以在三相三线制输入时才可以用作节能控制开关管的驱动信号。三者的对比如表1所示。

综合比较还是采用图2中线电压波形作为节能控制驱动信号波形为最好。它可以使高频整流器的开关损耗节省50%；可以使市电输入电流的THDI减小到3.9%，可以使市电输入功率因数提高到0.999，可以消除同桥臂开关管之间的串通故障，可以使输入不用零线，消除了电源侧零点漂移干扰的影响。
　　
　　
　　3 高频UPS市电输入功率因数高的原因
　　
　　根据市电输入功率因数的定义
　　

　　kφ=cosφ，kφ与φ（基波电流滞后于电压的相位角）的关系如表3所示

　　
　　3.1对于SCR多相相控工频整流器
　　
　　由于工频整流器采用的是SCR多相相控整流，故会导致市电电压的畸变，而且它又是一个低速时滞环节，不仅仅无法实现输出电压的快速调节，而且在相控调节过程中还会改变输入电流与市电电压之间的相位角，引发出位移因数kφ=cosα（式中α为SCR的相位控制角）

　　
　　SCR多相相控整流器的特性值如表4所示，由表4可知：

　　
　
　　对于SCR多相相控整流器，在满足市电电压波动±15%的调节范围时，会使相位控制角α具有0～32°的变化如图7所示。

当α=32°时，kφ=cos32°=0.848。kφ是功率因数低的根源。　
　　对于12相整流，THDI=0.1522，
　　
　　PF=0.9886×0.848=0.838
　　
　　对于18相整流，THDI=0.1011，

　　　　
　　PF=0.997×0.848=0.845
　　
　　　（未完待续）
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