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基于推挽式带伪直流母线拓扑的光伏逆变器设计
  • 针对中小功率光伏并网发电系统的特点,在分析比较常用拓扑方案的基础上,采用推挽式带伪直流母线的拓扑结构作为光伏并网逆变器的主电路。
  •   摘 要:针对中小功率光伏并网发电系统的特点,在分析比较常用拓扑方案的基础上,采用推挽式带伪直流母线的拓扑结构作为光伏并网逆变器的主电路。文中重点阐述了主电路的工作原理和关键电路元件的参数设计,并对整流二极管的缓冲和工频逆变器的控制进行了相应的探讨。最后通过实验结果验证了理论分析的正确性。

     太阳能作为一种重要的可再生能源,其资源丰富清洁,是人类可持续发展能源战略中的一个重要组成部分。光伏逆变器拓扑结构的选取对太阳能的有效利用存在很大的影响。本文针对中小功率光伏并网逆变器进行设计,系统的输入由3块开路电压为43.8V、最大输出功率为170W的光伏电池板组成。通过对常用电路拓扑方案的分析比较,逆变器的主电路采用结构简洁、转换效率高的推挽式带伪直流母线拓扑进行设计。

      1 光伏并网逆变器的拓扑方案论证

      常用的光伏并网逆变器主电路拓扑主要有单级式并网逆变器拓扑、带中间直流母线的多级式拓扑和带伪直流母线的多级式拓扑[1],[2]。

      (1)单级式并网逆变器拓扑具有电路结构简洁、使用的功率器件少、逆变器的效率高等优点适合应用在小功率光伏发电系统中;但通常 情况下一级功率变换难以实现较大的升压比,逆变器对输入电压的适应范围小,不适合应用在输入电压低且变化范围较大的场合。

      (2)带中间直流母线的多级式拓扑通过前级DC/DC变换实现对输入直流电压的升压,可以工作在输入电压低、变化范围大的场合。但由于前后级功率变换的开关管都工作在高频开关状态,开关损耗较大,因此系统整体效率难以提高,不适合应用于中小功率的光伏发电系统中。

      (3)带伪直流母线的多级式拓扑通过对前级DC/DC变换进行高频SPWM调制,使中间母线输出正弦半波电流,后级DC/AC逆变工作于工频开关状态,实现电流换向功能,输出正弦交流电流并入电网。该类拓扑通过减小后级变换中开关管的开关损耗来提高系统的整体效率,克服了多级功率变换造成的逆变器效率低的缺点,特别适合应用在输入电压等级低的中小功率光伏发电系统中。

      本文设计的系统其输入直流电压较低,电压变化范围为80~135V,并网运行时主电路需要的电压放大倍数至少为4倍;同时系统的功率等级为500W,属于小功率应用场合,因此,并网逆变器采用带伪直流母线的多级式拓扑结构。

      带伪直流母线的多级式并网逆变器拓扑根据前级功率变换拓扑的不同分成以下几种电路:单端反激式、半桥式、全桥式、单端正激式和推挽式等。其中,单端反激式电路一般工作在150W以下的功率应用场合,不符合本系统的设计要求;半桥电路具有母线直流电压利用率低的缺点;全桥电路使用的开关管较多,一般用于大功率系统;而单端正激电路需要设置磁通复位绕组对变压器进行磁通复位,设计较为复杂。综上所述,本系统中逆变器的主电路采用推挽式带伪直流母线拓扑,主电路如图1所示。

      2 推挽式带伪直流母线拓扑的工作原理

      基于推挽式带伪直流母线拓扑的光伏逆变器由高频推挽逆变器、高频变压器、整流器、工频逆变桥、功率解耦电容和滤波电感等组成。电路通过两级变换实现并网逆变,前级通过推挽逆变将输入的直流电压采用SPWM方式调制成高频脉冲,然后通过高频变压器隔离升压、再经整流滤波成正弦半波信号;后级通过工频逆变电路把正弦半波直流翻转成与电网电压同频同相的交流正弦电流,从而实现并网[3]。

      高频推挽逆变器中开关管VT1、VT2的驱动信号U T1、U T2如图2所示:

    相邻的两个开关周期里,VT1、VT2交替导通——在第一个开关周期T s的时间里,VT1以占空比D导通,VT2关断;而在第二个开关周期的时间里,VT1关断,VT2以占空比D 导通。其中,在一个工频周期的时间里,占空比D按正弦规律变化。因此,变压器副边的电压波形如图中U 2所示,经过整流之后输出的波形U AB就是脉宽按正弦规律变化的高频直流脉冲信号。这样,经过滤波电感的电流I L为带有一定纹波的正弦半波信号。后级工频逆变桥工作于工频开关状态,电网电压为正时VT3、VT6导通,电网电压为负时VT4、VT5导通,把正弦半波翻转成正弦波。通过控制占空比D的大小,就可以达到控制电感电流I L,进而控制并网电流的目的。

      前级变换器工作时有以下四个开关状态(见图3):

      (1)t 0~t 1期间,开关管VT1导通、VT2关断,输入直流电压U dc加在变压器原边绕组N 1两端,副边绕组N 3感应出反向电压(N 3/N 1)×U dc,二极管VD2、VD3导通,电感L两端电压为(N 3/N 1)U dc-|U g|,电感电流I L上升,此时开关管VT2承受的正向电压为2U dc;

      (2)t 1~t 2期间,VT1、VT2都关断,电感L两端电压为-U g,电感电流I L减小,二极管VD1~VD4同时导通,电感电流通过整流二极管续流,此时VT1、VT2承受电压U dc;

      (3)t 2~t 3期间,VT1关断、VT2导通,直流电压U dc加在变压器原边绕组N 2上,副边绕组N 3感应出正向电压(N 3/N 2)×U dc,二极管VD1、VD4导通,电感L两端电压为(N 3/N 1)U dc-|U g|,电感电流I L上升,此时VT1承受的正向电压为2U dc;

      (4)t 3~t 4期间,VT1、VT2都关断,变压器及各开关管的工作过程同(2)。

      通过以上分析,推挽式带伪直流母线的电路拓扑具有以下特色:

      (1)推挽逆变工作于高频SPWM开关状态,较高的开关频率可减小输出电流纹波;后级工作于工频开关状态,开关损耗小。因此,逆变器的整体性能优越,效率高。

      (2)采用高频变压器实现了光伏系统输入输出之间的电气隔离,也满足了系统对升压比较高的要求。因此,逆变器可应用于低压输入场合,对输入电压的适应范围宽,同时,由于采用高频变压器,系统的体积小、功率密度高。

      3 主电路设计

      3.1 关键电路元件参数的设计

      (1)变压器变比选择

      设逆变器额定输出功率为P e,并网电压有效值最大允许为U gmax,最小为U gmin,考虑光伏电池端电压随光照和温度的波动,取逆变器直流输入电压最小为U dcmin、最大为U dcmax,推挽开关管和工频换流桥开关管的导通压降分别为U TP、I Tg,二极管的导通压降为U D,为了让输入电压最小时逆变器能输出最大电压,则变压器的变比应为:

      (2)电感L选择

      设整流后电路的输出电压为uAB,电网电压为ug,忽略整流二极管和工频换流桥开关管的导通压降,则加在电感L 上的瞬时电压uL为(uAB-ug),uL将在电感L 上产生纹波电流,纹波电流幅值决定于滤波电感的大小。假设在一个开关周期的时间里ug保持不变,则在推挽开关管导通时间DT s内有[4]

      根据冲量定理,在每个开关周期时间内,逆变器输出电压uAB与电网端的正弦半波电压|ug|的冲量基本相同,则

      设定允许纹波电流的最大值为电感电流有效值的P %,则由式(4)可得滤波电感L应满足

      (3)开关管和二极管选择

      并网电流的最大有效值为

      此时工频换流桥开关管通过电流有效值和峰值电压分别为

      整流二极管通过电流的平均值和承受的峰值电压分别为

      推挽开关管一只导通时,另一只开关管上承受两倍的直流母线电压,因此,高频开关管通过的电流有效值和电压峰值分别为

      结合上面的公式可初步进行主电路的元件参数设计,实际中应适当考虑尖峰裕度。

      3.2 电路性能的改进措施

      (1)整流二极管的缓冲

      电压尖峰的产生:如图1所示,

    推挽开关管VT1或VT2开通前,四个整流二极管同时导通续流;当开关管VT1或VT2开通时,变压器副边出现阶跃电压,变压器副边的漏感与二极管结电容谐振。由于二极管结电容很小,因此二极管两端出现很高的电压尖峰,而且此尖峰还会通过变压器耦合到原边,导致开关管VT1或VT2也出现电压尖峰,二极管和推挽开关管都有击穿的危险。

      RC缓冲电路:为了减小尖峰,可以在二极管上并联RC 缓冲电路,但缓冲的加入会对输出电流波形产生较大影响。原因如下:开关管VT2导通时,二极管VD1和VD4导通、VD2和VD3关断且并联于其上的缓冲电容充电,充电后电压为(N 3/N 1)U dc,VT2导通结束时,电感电流不会立即通过四个二极管延续,而是通过VD1、VD4及绕组N 3续流,缓冲电容通过电感L 1和负载放电。当占空比较小即在输出正弦电流过零点附近,电感电流很小,电容放电很慢,导致整流后实际方波占空比增大,伪直流母线电流出现如图4所示

    的波形畸变,在占空比较大时,电感电流较大,VT2关断时,电容上的电荷很快被拉出,对占空比的影响很小,不会使输出产生畸变。所以RC 缓冲参数需要合理选取,以达到缓冲和输出波形质量的平衡。增大缓冲电容可有效地减小尖峰电压,增大电阻可减小振荡时间,同时,电容越大则每次充电越多,充放电时电阻上的损耗也越大,系统效率下降。缓冲电阻和电容的大小最佳值可通过较复杂的推算得出,实际应用中可通过不断调试得到合适值。

      (2)工频逆变桥的电路改进

      见图1,如果电网的锁相不准或异常导致开关管VT3~VT6的驱动信号与电网电压不同步,例如当电网电压为正半波时,若开通VT4和VT5,则电网通过VT3的反并联二极管和VT5短路。工频逆变桥的每个开关管上需要正向串联一个二极管,或者使用无反并联二极管的IGBT,以防止电网通过后级逆变桥形成短路。

      开关管VT3~VT6关断时,由于二极管缓冲电路的影响和闭环控制系统存在的误差,滤波电感电流通常不会降到零。此时关断开关管时,滤波电感的能量释放会在开关管上产生电压尖峰。改进措施是:在后级工频逆变桥母线上并联较小电容,吸收关断时电感能量,起到保护开关管的作用。因此,工频逆变桥的开关管必须在电感电流为0时关断。当系统关机或故障保护时,必须先关断前级推挽开关管,待电感电流为零后再关闭后级逆变桥,否则容易烧毁后级开关管。

      4 实验波形及分析

      按照3.1节中对关键电路元件参数的设计方法,对样机进行相应的实验。

      (1)本系统输入直流电压范围为80~135V,输出并网电压最大为235V。

      (2)通过计算,变压器变比取为N 3/N 1=4.8,选择EI60型磁芯,变压器原边匝数为18匝,副边匝数为87匝。

      (3)推挽逆变电路的开关频率取为40kHz。由式(7)计算得电感5.0mH≤L 1≤196mH,本设计中滤波电感为7.0mH。

      ( 4 )推挽开关管V T 1、V T 2承受最大压降为135V×2=270V,考虑一定尖峰裕度,选取英飞凌公司的600V Coolmos IPW60R125;整流二极管VD1~VD4最大反向压降为135×4.8=648V,考虑一定裕度,选取1200V二极管IDP09E120;工频换流桥开关管VT3~VT6最大压降为

    设计中选取与推挽开关管相同型号的Mosfet。

      系统在输出电压220V,额定功率下并网。图5是推挽开关管的驱动和伪直流母线的电流的波形,可见,伪直流母线上电流波形为正弦半波,驱动信号按SPWM调制规律变化。

    图6是实验中测得的并网电流波形,使用波形分析软件Wavestar分析得并网电流的THD为2.106%。

      5 结束语

      光伏电池的转换效率较低,为了提高光伏系统的功率密度,并网逆变器的转换效率就成为衡量其性能好坏的重要指标。对于中小功率的光伏逆变器,更是追求效率最大化和结构紧凑化。同时,中小功率光伏发电系统的另一个特点是输入电压较小且波动范围较大。针对以上两个特点,本文从比较现有各类光伏逆变器拓扑的优缺点着手,选择了带伪直流母线的推挽拓扑作为逆变器的主电路。该拓扑具有电路结构简洁、转换效率高、输入输出电气隔离等特点,为中小功率光伏系统的设计提供了一种性能优越的拓扑方案。

      参考文献

      [1] Kjaer S.B., Pedersen J.K., Blaabjerg F..A Review of Single-Phase Grid-Connected Invertersfor Photovoltaic Modules. Industry Applications, IEEETransactions on,2005,41(5): 1292~1306.

      [2] Quan Li, Wolfs, P.. Recent Development in theTopologies for Photovoltaic Module Integrated Converters.Power Electronics Specialists Conference,2006,6:1~8.

      [3] 陈道炼. DC-AC逆变技术及其应用[M]. 北京:机械工业出版社,2005年.

      [4] 朱炜锋.高频隔离式光伏并网逆变器的研制:[硕士学位论文]. 郑州大学, 2006.

      作者简介

      陈构宜,男,华中科技大学学生,主要研究方向为光伏逆变器的控制。

      朱良合,男,华中科技大学学生,主要研究方向为光伏逆变器的控制。

      饶 波,男,华中科技大学学生,主要研究方向为光伏逆变器的控制。

      注:此文为“英飞凌杯”第二届嵌入式处理器和功率电子设计应用大奖赛参赛获奖选手论文。【红尘有你】

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